Фильтр чебышева и баттерворта

Фильтр чебышева и баттерворта

И начнём мы с активных фильтров нижних частот (ФНЧ) и фильтров верхних частот (ФВЧ) 2-го и 3-го порядков имени товарищей Бесселя, Баттерворта и Пафнутия нашего Чебышева.

Эко нас понесло! Почему бы не удовлетвориться одним учёным мужем? К примеру, привычный с детства Баттерворт совсем не плох, к тому же широко известен в узких кругах.

Согласен, с какой стороны не возьми, Баттерворт — хорошая штука. Тут тебе и максимально гладкая АЧХ на частотах полосы пропускания, и приличный спад характеристики в полосе подавления, однако.
Если на первый план выдвигается линейность фазо-частотной характеристики в полосе пропускания фильтра (например, в аудио-кроссоверах), то пальма первенства в АЧХ-строении переходит к обратному многочлену профессора Фридриха Вильгельма Бесселя, ну а если ФЧХ нам до фени, а в приоритете максимально крутой спад характеристики на частотах полосы подавления, то как ни крути, придётся с головой окунуться в полиномы Пафнутия Львовича Чебышёва.

Фильтры построим на основе повторителей, они просты в расчётах, к тому же легко могут быть реализованы не только на операционных усилителях, но и на транзисторах.

А желающим спроектировать активный фильтр нижних частот 3-6-го порядка с перестраиваемой частотой среза, следует посетить страницу ссылка на страницу .


Рис.1

На Рис.1 приведены схемы активных фильтров нижних частот (ФНЧ) 2-го и 3-го порядка на ОУ и, для примера, реализация фильтра на биполярном транзисторе, отличающаяся от схем на операционниках только наличием двух резисторов, задающих необходимое напряжение смещения на базе.

Крутизна спада АЧХ этих фильтров в полосе подавления для Бесселя — около 5 дБ/октаву на каждый порядок фильтра, для Баттерворта — 6 дБ/октаву и около 8 дБ/октаву для Чебышёва.
Коэффициент передачи в полосе пропускания К=1, а номиналы рассчитываются исходя из формул:
C1=К С1 /(2π*F*R) &nbsp C2=К С2 /(2π*F*R) &nbsp C3=К С3 /(2π*F*R), где коэффициенты К С1 , К С2 и К С3 зависят как от порядка фильтра, так и от его принадлежности к той или иной фамилии.
К примеру для фильтров Баттерворта 2-го порядка К С1 =1,114, К С2 =0,707, а для фильтров Баттерворта 3-го порядка К С1 =1,393, К С2 =3,549, К С3 =0,202.

Критерии выбора величины сопротивления R, такие же, как и в пассивных фильтрах, она должна быть на порядок больше выходного импеданса предыдущего каскада и на порядок меньше входного сопротивления ОУ или ЭП (на практике 1-100 кОм).

РИСУЕМ ТАБЛИЦУ ДЛЯ АКТИВНЫХ ФНЧ БЕССЕЛЯ, БАТТЕРВОРТА И ЧЕБЫШЕВА

Плавно переходим к активным фильтрам верхних частот (ФВЧ) 2-го и 3-го порядка на ОУ (Рис.2). В транзисторной реализации резисторы, задающие напряжение смещения на базе, уже участвуют в формировании необходимой АЧХ фильтра, поэтому значение Rб1 ll Rб2 должно равняться значению резистора R2 в ФВЧ 2-го порядка, либо R3 в ФВЧ 3-го порядка.


Рис.2

Номиналы элементов рассчитываются исходя из следующих формул:
R1=К R1 /(2π*F*C) R2=К R2 /(2π*F*C) R3=К R3 /(2π*F*C) R rб1 llR rб2 =R2 для фильтров 2-го порядка, либо R rб1 llR rб2 =R3 для 3-го.
Для фильтров Баттерворта 2-го порядка К R1 =0,707, К R2 =1,414, а для фильтров Баттерворта 3-го порядка К R1 =0,717, К R2 =0,282, К R3 =4,950.
И опять же, изначально надо определиться с номиналом R1, исходя из принципов, описанных в предыдущих схемах.

ТАБЛИЦА ДЛЯ РАСЧЁТА АКТИВНЫХ ФВЧ БЕССЕЛЯ, БАТТЕРВОРТА И ЧЕБЫШЕВА

И наконец, мы подобрались к схеме полосового активного фильтра.
Здесь всё несколько сложнее, поскольку, при расчёте фильтра, помимо значения центральной частоты, нам не стоит забывать и про такие немаловажные вещи, как коэффициент передачи фильтра в полосе пропускания, да и собственно ширину самой полосы пропускания.

Формулы, для расчёта элементов:
C1=C2=C
R1=Q/(2πF*Kп*C)
R2=Q/((2πF*C*(2Q²-Kп))
R3=2Q/(2πF*C)
Q=F/Bпр, где

Q-добротность фильтра,
Впр-полоса пропускания по уровню -3дБ,
F-центральная частота фильтра,
Кп-коэффициент передачи фильтра в полосе пропускания.
Рис.3

В фильтре, приведённом на рисунке, не стоит слишком усердствовать с высокими значениями добротности и коэффициента передачи. Как показывает практика, и тот и другой параметр следует ограничить сверху на уровне 5-6 единиц.

Как всегда, начинаем с выбора номинала резистора R1, который как минимум в 10 раз должен быть выше выходного импеданса предыдущего каскада.

РИСУЕМ ТАБЛИЦУ ДЛЯ АКТИВНОГО ПЛОСОВОГО ФИЛЬТРА 2-го ПОРЯДКА

Для желающих рассчитать параметры и элементы многополосных графических эквалайзеров следует посетить страницу ссылка на страницу , а на следующей странице мы рассмотрим универсальный перестраиваемый активный фильтр с регулировкой частоты и добротности.

В данной статье мы поговорим про фильтр Баттерворта, рассмотрим порядки фильтров, декады и октавы, подробно разберем фильтр низких частот Баттерворта третьего порядка с расчетом и схемой.

Введение

В устройствах, которые используют фильтры для формирования частотного спектра сигнала, например, в системах связи или управления, форма или ширина спада, также называемая «полосой перехода», для простого фильтра первого порядка может быть слишком длинной или необходимы широкие и активные фильтры, разработанные с более чем одним «заказом». Эти типы фильтров обычно известны как фильтры «высокого порядка» или «n- го порядка».

Порядок фильтров

Сложность или тип фильтра определяется «порядком» фильтров и зависит от количества реактивных компонентов, таких как конденсаторы или катушки индуктивности в его конструкции. Мы также знаем, что скорость спада и, следовательно, ширина полосы перехода зависит от порядкового номера фильтра и что для простого фильтра первого порядка он имеет стандартную скорость спада 20 дБ / декаду или 6 дБ / октава.

Тогда для фильтра, имеющего n- й порядковый номер, он будет иметь последующую скорость спада 20n дБ / декаду или 6n дБ / октаву. Таким образом:

  • фильтр первого порядка имеет скорость спада 20 дБ / декаду (6 дБ / октава)
  • фильтр второго порядка имеет скорость спада 40 дБ / декаду (12 дБ / октава)
  • фильтр четвертого порядка имеет частоту спада 80 дБ / декада (24 дБ / октава) и т. д.

Фильтры высокого порядка, такие как третий, четвертый и пятый, обычно формируются путем каскадного объединения одиночных фильтров первого и второго порядка.

Например, два фильтра нижних частот второго порядка могут быть соединены каскадно для получения фильтра нижних частот четвертого порядка и так далее. Несмотря на то, что порядок фильтра, который может быть сформирован, не ограничен, при увеличении порядка увеличиваются его размер и стоимость, а также снижается его точность.

Декады и октавы

Последний комментарий о Декадах и Октавах . По шкале частот декада — это десятикратное увеличение (умножение на 10) или десятикратное уменьшение (деление на 10). Например, от 2 до 20 Гц представляют одну декаду, тогда как от 50 до 5000 Гц представляют две декады (от 50 до 500 Гц, а затем от 500 до 5000 Гц).

Октава — это удвоение (умножить на 2) или уменьшение в два раза (деление на 2) по шкале частот. Например, от 10 до 20 Гц представляет одну октаву, а от 2 до 16 Гц — это три октавы (от 2 до 4, от 4 до 8 и, наконец, от 8 до 16 Гц), каждый раз удваивая частоту. В любом случае, логарифмические шкалы широко используются в частотной области для обозначения значения частоты при работе с усилителями и фильтрами, поэтому важно понимать их.

Логарифмическая шкала частот

Поскольку резисторы, определяющие частоту, все равны, как и конденсаторы, определяющие частоту, отсечка или угловая частота ( ƒC ) для первого, второго, третьего или даже для фильтра четвертого порядка также должны быть равны и найдены, используя знакомое уравнение:

Читайте также:  Как заменить содержимое ячеек в excel

Как и в случае фильтров первого и второго порядка, фильтры верхних частот третьего и четвертого порядка формируются простым взаимным обменом положений определяющих частоту компонентов (резисторов и конденсаторов) в эквивалентном фильтре нижних частот. Фильтры высокого порядка можно спроектировать, следуя процедурам, которые мы видели ранее в руководствах по фильтру нижних частот и фильтрам верхних частот. Однако общий коэффициент усиления фильтров высокого порядка является фиксированным, поскольку все компоненты, определяющие частоту, являются одинаковыми.

Аппроксимации фильтра

До сих пор мы рассматривали низкочастотные и высокочастотные схемы фильтра первого порядка, их результирующие частотные и фазовые характеристики. Идеальный фильтр дал бы нам спецификации максимального усиления полосы пропускания и плоскостности, минимального затухания полосы пропускания, а также очень крутой полосы пропускания, чтобы остановить спад полосы (полоса перехода), и поэтому очевидно, что большое количество сетевых откликов будет удовлетворять эти требования.

Неудивительно, что в линейном дизайне аналоговых фильтров есть ряд «аппроксимационных функций», в которых используется математический подход для наилучшего приближения передаточной функции, которая требуется нам для проектирования фильтров.

Такие конструкции известны как Эллиптический, Баттерворт, Чебышев, Бессель, Кауэр и многие другие. Из этих пяти «классических» функций аппроксимации линейного аналогового фильтра только фильтр Баттерворта и особенно конструкция фильтра Баттерворта нижних частот будут рассматриваться здесь как его наиболее часто используемая функция.

Низкочастотный фильтр Баттерворта

Частотная характеристика аппроксимационной функции фильтра Баттерворта также часто называется «максимально плоской» (без пульсаций) характеристикой, поскольку полоса пропускания спроектирована так, чтобы иметь частотную характеристику, которая является настолько плоской, насколько это математически возможно, от 0 Гц (DC) до частоты среза -3 дБ без пульсаций. Более высокие частоты за пределами точки отсечки снижаются до нуля в полосе останова на уровне 20 дБ / декада или 6 дБ / октава. Это потому, что он имеет «фактор качества», «Q» всего 0,707.

Однако одним из основных недостатков фильтра Баттерворта является то, что он достигает этой плоскостности полосы пропускания за счет широкой полосы перехода, когда фильтр изменяется от полосы пропускания к полосе остановки. Он также имеет плохие фазовые характеристики. Идеальная частотная характеристика, называемая фильтром «кирпичной стены», и стандартные аппроксимации Баттерворта для различных порядков фильтра приведены ниже.

Идеальная частотная характеристика для фильтра Баттерворта

Обратите внимание, что чем выше порядок фильтра Баттерворта, тем больше количество каскадных ступеней в конструкции фильтра и тем ближе фильтр подходит к идеальному отклику «кирпичной стены».

Однако на практике идеальная частотная характеристика Баттерворта недостижима, поскольку она вызывает чрезмерную пульсацию в полосе пропускания.

Где обобщенное уравнение, представляющее фильтр Баттерворта «n-го» порядка, частотная характеристика дается как:

Где: n представляет порядок фильтра, ω равно 2πƒ, а ε — максимальное усиление полосы пропускания (A max ).

Если A max определено на частоте, равной угловой точке отсечки -3 дБ (ƒc), тогда ε будет равно единице и, следовательно, ε 2 также будет равно единице. Однако, если вы теперь хотите определить A max при другом значении усиления по напряжению, например, 1 дБ или 1.1220 (1 дБ = 20 * logA max ), тогда новое значение ε находится по формуле :

Подставляя данные в уравнения, получаем:

Частотная характеристика фильтра может быть определена математически его передаточной функции с стандартом передачи напряжения Функция H (jω) и записывается в виде:

Примечание: (jω) также можно записать как (s) для обозначения S-области. и результирующая передаточная функция для фильтра нижних частот второго порядка задается как:

Нормализованные полиномы фильтра Баттерворта низких частот

Чтобы помочь в разработке своих фильтров нижних частот, Баттерворт создал стандартные таблицы нормализованных полиномов нижних частот второго порядка с учетом значений коэффициента, которые соответствуют частоте отсечки угла 1 радиан / с.

N Нормализованные полиномы знаменателя в факторизованной форме
1 (1 + S)
2 (1 + 1,414 с + с 2 )
3 (1 + с) (1 + с + с 2 )
4 (1 + 0,765 с + с 2 ) (1 + 1,848 с + с 2 )
5 (1 + с) (1 + 0,618 с + с 2 ) (1 + 1,618 с + с 2 )
6 (1 + 0,518 с + с 2 ) (1 + 1,414 с + с 2 ) (1 + 1,932 с + с 2 )
7 (1 + с) (1 + 0,445 с + с 2 ) (1 + 1,247 с + с 2 ) (1 + 1,802 с + с 2 )
8 (1 + 0,390 с + с 2 ) (1 + 1,111 с + с 2 ) (1 + 1,663 с + с 2 ) (1 + 1,962 с + с 2 )
9 (1 + с) (1 + 0,347 с + с 2 ) (1 + с + с 2 ) (1 + 1,532 с + с 2 ) (1 + 1,879 с + с 2 )
10 (1 + 0,313 с + с 2 ) (1 + 0,908 с + с 2 ) (1 + 1,414 с + с 2 ) (1 + 1,782 с + с 2 ) (1 + 1,975 с + с 2 )

Расчет и схема фильтра Баттерворта низких частот

Найти порядок активного фильтра Баттерворта нижних частот, чьи характеристики приведены в качестве: A макс = 0,5 дБ на частоте полосы пропускания ( ωp ) 200 радиан / сек (31.8 гЦ), и Amin = -20 дБ на частоте полосы остановки ( ωs ) 800 радиан / сек. Также разработайте подходящую схему фильтра Баттерворта, соответствующую этим требованиям.

Во-первых, максимальное усиление полосы пропускания A max = 0,5 дБ, которое равно усилению 1,0593 , помните, что: 0,5 дБ = 20 * log (A) на частоте ( ωp ) 200 рад / с, поэтому значение эпсилона ε находится по:

Во-вторых, минимальное усиление полосы остановки A min = -20 дБ, которое равно усилению 10 (-20 дБ = 20 * log (A)) на частоте полосы остановки ( ωs ) 800 рад / с или 127,3 Гц.

Подстановка значений в общее уравнение для частотной характеристики фильтров Баттерворта дает нам следующее:

Так как n всегда должно быть целым числом, то следующим самым высоким значением 2,42 будет n = 3 , поэтому «требуется фильтр третьего порядка», и для создания фильтра Баттерворта третьего порядка, ступени фильтра второго порядка требуется каскадное соединение со ступенью фильтра первого порядка.

Из приведенной выше таблицы нормализованных полиномов Баттерворта низких частот коэффициент для фильтра третьего порядка дается как (1 + s) (1 + s + s 2 ), и это дает нам усиление 3-A = 1 или A = 2 . В А = 1 + (Rf / R1) , выбирая значение как для резистора обратной связи Rf и резистора R1 дает нам значения 1 кОм и 1 кОм , соответственно, как: ( 1 кОм / 1 кОм) + 1 = 2 .

Мы знаем, что угловая частота отсечки, точка -3 дБ ( ω o ) может быть найдена с помощью формулы 1 / CR , но нам нужно найти ω o по частоте полосы пропускания ω p ,

Таким образом, частота отсечки угла задается как 284 рад / с или 45,2 Гц (284 / 2π), и, используя знакомую формулу 1 / RC, мы можем найти значения резисторов и конденсаторов для нашей схемы третьего порядка.

Обратите внимание, что ближайшее предпочтительное значение до 0,352 мкФ будет 0,36 мкФ или 360 нФ .

И, наконец, наша схема низкочастотного фильтра Баттерворта третьего порядка с угловой частотой среза 284 рад / с или 45,2 Гц, максимальным усилением полосы пропускания 0,5 дБ и минимальным усилением полосы остановки 20 дБ строится следующим образом.

Таким образом, для нашего фильтра низких частот Баттерворта 3-го порядка с угловой частотой 45,2 Гц, C = 360 нФ и R = 10 кОм

Институт цветных металлов и золота СФУ

Кафедра автоматизации производственных процессов

Дисциплина “Применение ЭВМ в СУ”

Красноярск 2007 г.

 Типы фильтров  ФНЧ Баттерворта  ФНЧ Чебышева I типа  Минимальный порядок фильтра  ФНЧ с МОС 

 ФНЧ на ИНУН  Биквадратные ФНЧ  Настройка фильтров 2 порядка  ФНЧ нечетного порядка 

Читайте также:  Как подключить телефон к компу через wifi

 ФНЧ Чебышева II типа  Эллиптические ФНЧ  Эллиптические ФНЧ на ИНУН  Эллиптические ФНЧ на 3 конденсаторах  Биквадратные эллиптические ФНЧ  Настройка ФНЧ Чебышева II типа и эллиптических 

 Настройка фильтров 2 порядка  Всепропускающие фильтры  Моделирование ФНЧ  Создание схем 

 Расчет переходных х-к  Расчет частотных х-к  Выполнение работы  Контрольные вопросы 

Лабораторная работа № 1

”Изучение фильтрация сигналов в среде Micro-Cap 6/7”

1. Изучить основные типы и характеристики фильтров

2. Исследовать моделирование фильтров в среде Micro-Cap 6.

3. Исследовать характеристики активных фильтров в среде Micro-Cap 6

Теоретические сведения

1. Типы и характеристики фильтров

Фильтрация сигналов играет важную роль в цифровых системах управления. В них фильтры используются для устранения случайных ошибок измерения (наложения сигналов помех, шумов) (рис. 1.1). Различают аппаратную (схемную) и цифровую (программную) фильтрацию. В первом случае используют электронные фильтры из пассивных и активных элементов, во втором случае применяют различные программные методы выделения и устранения помех. Аппаратная фильтрация применяется в модулях УСО (устройств связи с объектом) контроллеров и распределенных систем сбора данных и управления.

Цифровая фильтрация используется в УВМ верхнего уровня АСУ ТП. В данной работе подробно рассматриваются вопросы аппаратной фильтрации.

Рис.1.1. Фильтрация зашумленного сигнала

Различают следующие типы фильтров:

фильтры нижних частот — ФНЧ (пропускают низкие частоты и задерживают высокие частоты);

фильтры верхних частот (пропускают высокие частоты и задерживают низкие частоты);

полосно-пропускающие фильтры (пропускают полосу частот и задерживают частоты, расположенные выше и ниже этой полосы);

полосно-заграждающие фильтры (которые задерживают полосу частот и пропускают частоты, расположенные выше и ниже этой полосы).

Рис. 1.2. АЧХ фильтра низких частот

Рис. 1.3. АЧХ фильтра высоких частот

Рис. 1.4. АЧХ полосно-пропускающего фильтра

Рис. 1.5. АЧХ полосно-заграждающего фильтра

Передаточная функция (ПФ) фильтра имеет вид:

где V 1 и V 2 — входное и выходное напряжения фильтра.

Для s = j w можно записать

где ½ Н ( j w)½- модуль ПФ или АЧХ; j (w) — ФЧХ; w — угловая частота (рад/с), связанная с частотой f (Гц) соотношением w = 2p f .

П Ф реализуемого фильтра имеет вид

где а и b — постоянные величины, а т , n = 1, 2, 3 . ( m £ n ).

Степень полинома знаменателя n определяет порядок фильтра. Чем он выше, тем лучше АЧХ, но сложнее схема, а стоимость выше.

Диапазоны или полосы частот, в которых сигналы проходят, — это полосы пропускания и в них значение АЧХ ½ Н ( j w)½ велико, а в идеальном случае постоянно. Диапазоны частот, в которых сигналы подавляются, — это полосы задерживания и в них значение АЧХ мало, а в идеальном случае равно нулю.

Рис.1.6. Реальная и идеальная АЧХ ФНЧ

АЧХ реальных фильтров отличаются от теоретических АЧХ. Для ФНЧ идеальная и реальная АЧХ приведены на рис. 1.6.

В реальных фильтрах полоса пропускания — это диапазон частот (0 —  c ), где значение АЧХ больше заданной величины А 1 . Полоса задерживания — это диапазон частот ( 1 -∞), в котором АЧХ меньше значения — A 2 . Интервал частот перехода от полосы пропускания к полосе задержания, ( c - 1 ) называют переходной областью.

Зачастую для характеристики фильтров вместо амплитуды используют затухание. Затухание в децибелах (дБ) определяют по формуле

a = –20 log 10 ½Н(jw)½.

Значению амплитуды А = 1 соответствует затухание a = 0. Если A 1 = A/ = 1/ = 0,707, то затухание на частоте w c :

а 1 = –20 log 10 (1/ ) = 10 log 10 2 = 3 дБ.

Обычно а 1 = 0,1; 0,5; 1; 2 или 3 дБ, а типовое значение затухания в полосе задерживания a 2 больше и находится в пределах от 20 до 100 дБ. (0,1 ³ A 2 ³ 0,00001).

Рис. 1.7. Идеальная и реальная АЧХ фильтра

Идеальная и реальная характеристики ФНЧ с использованием затухания приведены на рис. 1.7.

Рис. 1.8. ФНЧ ( а ) и его АЧХ ( б )

Пассивные фильтры (рис. 1.8, 1.9) создаются на основе пассивных R , L , C элементов.

На низких частотах (ниже 0,5 МГц), параметры катушек индуктивности неудовлетворительны: большие размеры и отклонения характеристик от идеальных. Катушки индуктивности плохо приспособлены для интегрального исполнения. Простейший фильтр низких частот (ФНЧ) и его АЧХ показаны на рис. 1.8.

Активные фильтры создаются на основе R , C элементов и активных элементов — операционных усилителей (ОУ). ОУ должны иметь: высокий коэффициент усиления (в 50 раз больше, чем у фильтра); высокую скорость нарастания выходного напряжения (до 100-1000 В/мкс).

Рис. 1.9. Т- и П-образные ФНЧ

Активные ФНЧ первого и второго порядков приведены на рис. 1.10 — 1.11. Построение фильтров n -го порядка осуществляется каскадным соединением звеньев N 1 , N 2 , . , N m с ПФ Н 1 ( s ) , H 2 ( s ) , . Н m ( s ).

Фильтр четного порядка с п > 2 содержит n /2 звеньев второго порядка, соединенных каскадно. Фильтр нечетного порядка с п > 2 содержит ( п – 1)/2 звеньев второго порядка и одно звено первого порядка.

Для фильтров первого порядка ПФ

где С — постоянное число; P ( s ) — полином первой или нулевой степени.

Для фильтров второго порядка ПФ

где В и С — постоянные числа; P ( s ) — полином второй или меньшей степени.

У ФНЧ максимальное затухание в полосе пропускания a 1 не превышает 3 дБ, а затухания в полосе задерживания a 2 находится в пределах от 20 до 100 дБ. Коэффициент усиления ФНЧ это значение его передаточной функции при s = 0 или значение его АЧХ при w = 0 , т.е . равен А.

Рис. 1.10. Активный ФНЧ 1 порядка

Рис. 1.11. Активный ФНЧ 2 порядка

Различают следующие типы ФНЧ:

Баттерворта — обладают монотонной АЧХ (рис. 1.12);

Чебышева (типа I) — АЧХ содержит пульсации в полосе пропускания и монотонна в полосе задерживания (рис. 1.13);

инверсные Чебышева (типа II) — АЧХ монотонна в полосе пропускания и обладает пульсациями в полосе задерживания (рис. 1.14);

эллиптические — АЧХ имеет пульсации как в полосе пропускания, так и в полосе задерживания (рис. 1.15).

Рис. 1.12. АЧХ фильтра Баттерворта

Рис. 1.13. АЧХ фильтра Чебышева I типа

Рис. 1.14. АЧХ фильтра Чебышева II типа

Рис. 1.15. АЧХ ‘эллиптического фильтра

Фильтр Баттерворта НЧ n -го порядка имеет АЧХ следующего вида

АЧХ фильтра Баттерворта монотонно спадает при росте частоты. Увеличение порядка n ведет к улучшению характеристики (рис. 1.16).

Рис. 1.12. АЧХ фильтров Баттерворта n –го порядка

ПФ фильтра Баттерворта как полиномиального фильтра равна

где К — постоянное число.

Для нормированного фильтра Баттерворта, т. е. при w с = 1 рад/с ПФ для п = 2 , 4, 6 в виде произведения сомножителей равна

Для п = 3 , 5, 7 ПФ нормированного фильтра Баттерворта равна

Коэффициенты a k и b k задаются при b 0 = 1 и k =1, 2 . выражениями:

Коэффициент усиления К фильтра в (1.10) равен произведению коэффициентов усиления звеньев А k и/или А 0 в (1.11) или (1.12).

Фильтры Чебышева I типа имеют АЧХ такого вида:

где параметры e и К — постоянные числа, а С п — полином Чебышева первого рода степени п , равный

Здесь x – аргумент функции C n , равный отношению частот ω/ω с .

Фильтр Чебышева называют равноволновым, т.к. все пульсации равны по значению. Для К = 1 размах пульсаций в полосе пропускания ( ripple passband )

Размах R р можно уменьшить, выбрав значение параметра e достаточно малым.

Минимально допустимое затухание в полосе пропускания — постоянный размах пульсаций — выражается в децибелах как

Рис. 1.17. АЧХ фильтров Чебышева n –го порядка

ПФ фильтров НЧ Чебышева и Баттерворта идентичны по форме и описываются выражениями (1.15) — (1.16). АЧХ фильтра Чебышева лучше АЧХ фильтра Баттерворта такого же порядка, т. к. у первого уже ширина переходной области. Однако у фильтра Чебышева ФЧХ хуже (более нелинейна) чем ФЧХ у фильтра Баттерворта.

Читайте также:  Как подключиться к модему билайн

Рис. 1.18. ФЧХ фильтров Чебышева и Баттерворта

АЧХ фильтра Чебышева данного порядка лучше АЧХ Баттерворта, так как у фильтра Чебышева уже ширина переходной области. Однако ФЧХ фильтра Чебышева хуже (более нелинейна) по сравнению с ФЧХ фильтра Баттерворта.

ФЧХ фильтра Чебышева для 2-7-го порядков приведены на рис. 1.18. Для сравнения на рис. 1.18 штриховой линией изображена ФЧХ фильтра Баттерворта шестого порядка. Можно также отметить, что ФЧХ фильтров Чебышева высокого порядка хуже ФЧХ фильтров более низкого порядка. Это согласуется с тем фактом, что АЧХ фильтра Чебышева высокого порядка лучше АЧХ фильтра более низкого порядка.

1.1. ВЫБОР МИНИМАЛЬНОГО ПОРЯДКА ФИЛЬТРА

На основе рис. 1.8 и 1.9 можно сделать вывод, что чем выше порядок фильтров Баттерворта и Чебышева, тем лучше их АЧХ. Однако более высокий порядок усложняет схемную реализацию и вследствие этого повышает стоимость. Таким образом, важен выбор минимально необходимого порядка фильтра, удовлетворяющего заданным требованиям.

Пусть в изображенной на рис. 1.2 общей характеристике заданы максимально допустимое затухание в полосе пропускания a 1 (дБ), минимально допустимое затухание в полосе задерживания a 2 (дБ), частота среза w с (рад/с) или f c (Гц) и максимальная допустимая ширина переходной области T W , которая определяется следующим образом:

(Следовательно, полоса задерживания должна начинаться с некоторой частоты w 2 1 .) Задача состоит в нахождении минимального порядка n , который будет удовлетворять всем этим условиям.

Для фильтра Баттерворта с a 1 = 3 дБ минимальный порядок можно определить, подставив приведенные выше условия в (1.18) и решив его относительно порядка п . В результате получаем

где логарифмы могут быть или натуральными, или десятичными.

Уравнение (1.24) можно записать в виде

w с /w 1 = ( T W / w с ) + 1

и полученное соотношение подставить в (1.25) для нахождения зависимости порядка п от ширины переходной области, а не от частоты w 1 . Параметр T W / w с называется нормированной шириной переходной области и является безразмерной величиной. Следовательно, T W и w с можно задавать и в радианах на секунду, и в герцах.

Подобным же образом на основе (1.18) для К = 1 найдем минимальный порядок фильтра Чебышева

Уравнение (1.25) снова можно использовать для исключения частоты w 1 .

В качестве примера предположим, что заданы a 1 = 3 дБ, a 2 = 20 дБ, f c = 1000 Гц, а ширина переходной области T W не должна превышать 300 Гц. Из (1.26) получаем

w с /w 1 = (300/1000) + 1 =1,3

а из (1.25) следует, что удовлетворяющий этим требованиям фильтр Баттерворта должен иметь следующий минимальный порядок:

Поскольку порядок должен быть целым числом, то берем ближайшее большее целое число: n = 9.

Минимальный порядок фильтра Чебышева, удовлетворяющего этим требованиям, находится из (1.27):

Снова находя ближайшее большее целое число, получаем п = 4.

Этот пример наглядно иллюстрирует преимущество фильтра Чебышева над фильтром Баттерворта, если основным параметром является АЧХ. В рассмотренном случае фильтр Чебышева обеспечивает ту же самую крутизну передаточной функции, что и фильтр Баттерворта удвоенной сложности.

1.2. ФНЧ С МНОГОПЕТЛЕВОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

И БЕСКОНЕЧНЫМ КОЭФФИЦИЕНТОМ УСИЛЕНИЯ

Рис. 1.11. ФНЧ с МОС второго порядка

Существует много способов построения активных ФНЧ Баттерворта и Чебышева. Далее будут рассмотрены некоторые из наиболее применяемых в настоящее время общих схем, начиная с простых (с точки зрения числа необходимых схемных элементов) и переходя к наиболее сложным.

Для фильтров более высокого порядка уравнение (1.29) описывает ПФ типового звена второго порядка, где К – коэффициент его усиления; В и С – коэффициенты звена, приведенные в справочной литературе [1]. Одна из наиболее простых схем активных фильтров, реализующих ПФ нижних частот согласно (1.29), приведена на рис. 1.11.

Рис. 1.12. ФНЧ первого порядка

Она иногда называется схемой с многопетлевой обратной связью (МОС) и бесконечным коэффициентом усиления из-за наличия двух путей прохождения сигнала обратной связи через элементы C 1 и R 2 , а также вследствие того, что ОУ в этом случае работает как прибор с бесконечным коэффициентом усиления. Схема ФНЧ первого порядка приведена на рис. 1.12.

Эта схема реализует уравнение (1.29) с инвертирующим коэффициентом усиления – К ( К > 0) и

Сопротивления, удовлетворяющие уравнению (1.30), равны

где значения C 1 и C 2 выбираются произвольно. Сопротивления задаются в омах, а емкости – в фарадах.

Следовательно, по заданным К, В, С и w с можно выбрать значения C 1 и C 2 и вычислить требуемые значения сопротивлений. Емкости должны иметь номинальные значения, которые в результате расчета дают реальное значение сопротивления R 2 ; . Это условие выполняется, если

Целесообразный подход состоит в том, чтобы задать номинальное значение емкости C 2 , близкое к значению 10/ f c мкФ и выбрать наибольшее имеющееся номинальное значение емкости C 1 , удовлетворяющее уравнению (1.31). Сопротивления должны быть близки к значениям, вычисленным по (1.31). Чем выше порядок фильтра, тем более критичными являются эти требования. Если в наличии отсутствуют вычисленные номинальные значения сопротивлений, то следует отметить, что все значения сопротивлений можно домножить на общий коэффициент при условии, что значения емкостей делятся на тот же самый коэффициент.

В качестве примера предположим, что необходимо разработать фильтр Чебышева с МОС второго порядка с неравномерностью передачи 0,5 дБ, полосой пропускания 1000 Гц и коэффициентом усиления равным 2. В этом случае К = 2, w с = 2π (1000), а из приложения А [1] находим, что В = 1,425625 и С=1,516203. Выбирая номинальное значение C 2 = 10/ f c = 10/1000=0,01 мкФ = 10 -8 Ф, из (1.32) получаем

Выберем номинальное значение емкости C 1 = 0,001 мкФ = 1 нФ и вычислим по-(1.31) значения сопротивлений. В результате

Теперь предположим, что необходимо разработать фильтр Баттерворта шестого порядка с МОС, частотой среза f c = 1000 Гц и коэффициентом усиления K = 8. Он будет состоять из трех звеньев второго порядка, каждое с ПФ, определяемой уравнением (2.1). Выберем коэффициент усиления каждого звена K = 2, что обеспечивает требуемый коэффициент усиления самого фильтра 2∙2∙2=8. Из приложения А для первого звена находим В = 0,517638 и С = 1 . Снова выберем номинальное значение емкости С 2 = 0,01 мкФ и в этом случае из (2.21) найдем С 1 = 0,00022 мкФ. Зададим номинальное значение емкости С 1 = 200 пФ и из (2.20) найдем значения сопротивлений R 2 =139,4 кОм; R 1 =69,7 кОм; R 3 = 90,9 кОм. Два других звена рассчитываются аналогичным способом, а затем звенья соединяются каскадно для реализации фильтра Баттерворта шестого порядка.

Из-за своей относительной простоты фильтр с МОС является одним из наиболее популярных типов фильтров с инвертирующим коэффициентом усиления. Он обладает также определенными преимуществами, а именно хорошей стабильностью характеристик и низким выходным полным сопротивлением; таким образом, его можно сразу соединять каскадно с другими звеньями для реализации фильтра более высокого порядка. Недостаток схемы состоит в том, что невозможно достичь высокого значения добротности Q без значительного разброса значений элементов и высокой чувствительности к их изменению. Для достижения хороших результатов коэффициент усиления К и добротность Q должны быть ограничены значением, приблизительно равным 10. Коэффициент усиления может быть больше, если значение добротности выбрано меньшим и выполняется ограничение, например: КQ = 100 при Q ≤ 10.

Из (1.11) можно установить, что добротность Q определяется соотношением . В фильтре Баттерворта нижних частот шестого порядка первое звено имеет наибольшее значение добротности Q = 1/0,517638 = 1,93. Следовательно, в этом примере можно обоснованно применять фильтр с МОС, получая достаточно хорошие результаты.

Ссылка на основную публикацию
Усики для автомобильной антенны
Убираясь в бардачке я наткнулся на ремкомплект антенных усиков — лежит наверно уже полгода, всё наклеить не могу, то забываю,...
Телефонный шлюз что это
VoIP-шлюз — это межсетевой шлюз, предназначенный для перевода трафика между сетями различных типов. VoIP-шлюзы можно разделить на многоканальные и одноканальные:...
Телефонная клавиатура на компьютере
Виртуальная клавиатура выручит Вас, когда выйдет из строя основное физическое устройство ввода, полностью или частично ( поломается несколько клавиш )....
Усиление сигнала интернета на даче своими руками
С наступление дачного сезона, я озадачился установкой хорошего скоростного интернет на даче, у нас голосовая связь работает без проблем, а...
Adblock detector